超级电容组充电解决[朗读]

显示了一种高效率解决方案的框图，其中的负载是需要稳定输入电压（3.3v、5v、12v等）的器件。48v主电源为正常工作的开关稳压器2（sw2）供电，同时通过开关稳压器1（sw1）为超级电容组充电，使其电压达到25v。当主电源断开时，超级电容组向sw2供电，以维持负载的连续运行。
选定超级电容后，系统工程师还必须选择为超级电容充电的目标电压，其根据是超级电容的定额曲线。大多数超级电容单元的额定电压范围为室温下2.5v-3.3v，此额定值在更高温度时下降，随之带来更长的预期寿命。通常，充电目标电压设置值应低于最大额定电压，以延长超级电容的工作寿命。
接下来需要选择超级电容组的预期电压和sw2拓扑。超级电容组配置可为并联、串联或者并联的串联电容串组合。因为单元电容电压额定值通常低于3.3v，且负载常常需要相等或更高的供电电压，所以针对电容单元配置和sw2的选项是，使用一个电容单元与一个升压转换器，或串联的多个电容单元与一个降压或降压-升压稳压器。若使用升压配置，我们必须确保在超级电容放电时，电压不会下降至低于sw2的最小工作输入电压。该电压下降可能多达超级电容充电电压的一半之多，为此，我们举一个由串联超级电容组合和一个简单降压稳压器（sw1）组成的超级电容组的例子。然后，如果能量要求需要的话，将并联多个串联电容串。
如果选择超级电容的串联组合，则必须根据电容串顶端的最大预期电压来选择所用电容单元的数目。更多的串联电容意味着超级电容串的电容值更小而电压更高。例如，假设选择使用两串由四个2.7v10f电容组成的电容串和由八个相同电容（串联）组成的一个电容串。虽然两种配置可存储总电荷和能量是相同的，但电容串的可用电压范围使单个串联串具有优势。例如，如果有一个需要5v偏压的负载，则sw2需要的电压为6v左右（考虑到其最大占空比和其他压差因素）。
●电容中的能量w=cv2/2，可用能量w=c/2（vcharge2-vdicharge2）。
●对于每串4个电容的两个电容串，可用能量w=2*［（10f/4）/2*（（2.7v*4）2-6v2）］=201.6j
●对于包含8个电容（串联）的单个电容串，可用能量w=1*［（10f/8）/2*（（2.7v*8）2-6v2）］=269.1j
因为两个电容组可存储相同的总能量，所以电压较低的电容串的充电浪费/不可用百分比更大。在本例中，优先选择更高的电容串电压，以充分利用超级电容。
第三个系统挑战来自如何为超级电容组充电。一开始，当超级电容电压为0时，由于高电容值，sw1需要在类似输出短路的条件下工作相当长时间。常规sw1可能陷于打嗝模式而无法为超级电容充电。为了保护超级电容和sw1，在充电阶段开始时需要附加的电流限制功能。一种令人满意的解决方案是让sw1在几乎无输出电压的条件下提供加长时间的连续充电电流。
为超级电容充电有许多方法。恒定电流/恒定电压（cicv）是常用的首选方法，如图2（cive曲线）所示。在充电周期开始时，充电器件（sw1）在恒定电流模式下工作，向超级电容提供恒定电流，使得其电压呈线性增加。在超级电容充电至目标电压时，恒定电压回路激活并准确地控制超级电容充电电平，使之保持恒定，以避免过度充电。同样，该优先解决方案也提出了对电源管理功能的要求，需要在设计中加以考虑。
再以图1为例，在48v主电源、25v超级电容组电压以及3.3v、5v、12v等负载电压的情况下，为sw1和sw2选择同步降压功能是合适的。由于主要挑战与超级电容充电有关，所以针对sw1的选择非常重要。针对sw1的理想解决方案对电源管理功能的要求是能够在高输入（48v）和输出（25v）电压下工作，同时提供cicv调制功能。
超级电容充电器解决方案范例。
为说明超级电容充电行为，我们以同步降压稳压器为例。说明其关键问题和解决技术，并使用实验波形来帮助理解。
图3显示了用intersil的isl78268控制的实现cicv模式的同步降压稳压器的简化原理图。为了在cicv控制下将超级电容组充电到25v，在选择控制器时考虑了以下功能：
1.能在vin》=48v和vout》=25v条件下工作的同步降压控制器。
2.恒定电流和恒定电压调节能力，可自动切换调节模式。
3.在系统供电电压范围实现准确的电流感测输入以实现ci模式。参考图3，控制器可感测电感器的连续电流，即充电电流。控制器的电流感测放大器必须能够承受共模电压，在本例中为25v
isl78268同步降压控制器的一小部分功能框图。
图4显示了isl78268同步降压控制器的一小部分功能框图。如图所示，有两个独立的误差放大器，分别标记为gm1和gm2，用于实现恒定电压（gm1）和恒定电流（gm2）。
误差放大器gm1用于cv闭环控制。它比较fb的反馈电压与内部1.6v参考电压，并在comp引脚产生误差电压。fb引脚从输出电压连接至一个电阻分压器，并设置为当输出电压为预期电压水平时fb电压为1.6v。于是comp电压即代表预期输出电压与实际输出电压之差。然后比较comp与电感电流相比较，以生成pwm信号，来控制输出电压，使之保持恒定。
误差放大器gm2用于ci闭环控制。它比较imon/de引脚电压与内部1.6v参考电压，并在comp引脚产生误差电压。imon/de引脚电压是内部产生的，代表平均输出电感电流负载值。因此，comp电压在gm2回路激活时（gm1和gm2的输出之间的二极管有效地选择哪个回路是激活的）代表预期输出电流与实际输出电流之差。然后comp与电感电流相比较，以生成pwm信号，来控制输出电压，使之保持恒定。
在超级电容电压达到目标电压之前的充电阶段，由gm2的输出来驱动comp引脚，产生pwm输出，以实现ci控制。当超级电容电压达到目标值时，充电电流减小，引起imon/de引脚电压降低和ci回路断开（当imon/de《1.6v时），于是cv回路自然地接管对comp的控制，从而保持输出电压恒定。
isl78268降压控制器既有峰值电流模式的pwm控制器（可靠的逐周期峰值电流调制器），也有非常适用于超级电容充电的外部恒定平均电流回路。
现在，我们可以重点介绍已实现的超级电容充电实现方案。图5、6和7显示了由isl78268控制，来为超级电容组（12节50f/2.7v串联电容）充电的同步降压控制器的实验波形。超级电容将通过主电源充电至25v
图5显示超级电容充电有多个阶段。开始时，在第1阶段，vo几乎为0.isl78268的imon/de引脚上的平均电流信号还未达到1.6v（期望充电电流的参考值），所以ci回路还未接通（engage）。在此阶段，电感器的峰值电流被逐周期限制于固定的oc阈值。在vout处于低水平（fb《0.4v）的充电阶段开始时，开关频率最大值被限制在50khz，以预防所提到的因为低vout时的峰值电流限制而引起的电感器失控问题。
图6显示了第1阶段的波形的放大图。第2阶段从imon/de引脚电压（黄色迹线）达到1.6v时开始。在此阶段，ci回路接通并拉低comp信号（青色迹线），从而开始稳定输出电流并使imon/de引脚电压保持恒定。imon/de引脚电压代表所感测的平均输出电流信号。il波形（绿色迹线）显示平均电流在第2阶段被控制为恒定水平。输出电压波形（粉色迹线）显示超级电容被恒定充电电流以线性方式充电。
第3阶段从fb引脚检测到0.4v电压开始（图7）。该触发之后恒定电流稳定回路将完全接通，所以开关频率可自动调节至预编程的300khz.在更高的开关频率下，电感电流纹波（绿色迹线）显着减小。输出电压（粉色迹线）继续呈线性增加，表示超级电容被线性充电。
回到图5，第3阶段一直到vo达到25v的目标电压时结束。此时，cv回路接通并稳定输出电压。平均电流回路断开。图5显示输出电压（粉色迹线）趋平且电感电流降低。代表平均充电电流的imon/de引脚电流也下降，表示恒定电流稳定过程结束。
结束语。
超级电容由于其固有物理特征对比传统电池具有的优势在汽车、工业和消费产品中被用作能量存储解决方案。为使超级电容组的可存储能量最大化，最佳方案常常是串联多个超级电容单元来实现高电容组电压。充电时，最好使用cicv方法来限制由于超级电容充电到恒定电压期间的低esr而产生的高电流。恒定电流还可以使充电损耗可控制，这可以减少所生成的热量并延长超级电容的寿命。因此，让充电电路容忍高电压并提供cicv控制功能是有益的。